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| title | updated | created |
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| 原理 | 2022-02-16 00:45:30Z | 2022-01-08 13:17:59Z |
原理
简易的干扰器多采用扫描式阻塞干扰。用锯齿波/三角波发生器产生激励波形，驱动VCO产生对应频段的干扰信号，再经功放输出。
优点：
体积小，辐射功率高
缺点：
工作带宽窄，一般不大于300MHz
非锁相，温度适应性差，干扰信号过渡带宽大，设备间一致性差
激励波形参数设置不灵活
实例设计经验
1，DAC/DDS产生激励波形，此种方法需要DDS位数足够高，且需要平滑滤波，否则频率步进过大，干扰效果差
原因：本质上是离散信号，以16位DAC为例，满量程1V是1LSB约为5uV，对应VCO频率步进约3-6kHz
2，斯密特触发器直接产生三角波，幅度约1Vpp，可能需要放大后再驱动VCO以实现大带宽。具体为
原始1Vpp激励波形 -> 串联电容AC耦合 -> 放大 -> 串联电容AC耦合 -> 电阻分压调整Vpp -> 串联电容AC耦合 -> 电压偏置调整Vcnt -> 驱动VCO
改进
改进如下：
一，主要实现干扰信号带宽可调（单VCO）
1，将可调电阻换为电子电位器（127/256格），查表得每格对应的Vpp/Vcnt
缺点是调谐速度慢（电子电位器采用IIC通信），分辨率有限
2，激励波形拉倒满量程（约4Vpp），用窗口比较器进行削波，只保留目标带宽对应的激励信号幅度，窗口外激励信号幅度为零
缺点是削波后波形不连续，可能直接影响干扰效果
3，使用幅度可调的方波+积分器产生激励波形。方波采用“调整Vpp、AC耦合、调整Vcnt”方式生成
缺点是
二，主要实现频率校准
分以下几步：
0，干扰过程中不校准
1，采集当前温度t（重新校准的触发条件）
2，锁相方式锁定目标频段两端频率，获取其调谐电压VTl和VTh
3，温度变化时（Δ>5度）重复1、2，更新VTl和VTh
4，调整干扰频段时优先采用插值法设定VTl和VTh以节省时间（可认为为线性）
理论上同一硬件条件下影响频漂的主要因素是温度
宽带方案
一，传统上变频器
复杂、昂贵
二，IQ调制器
HMC1197LP7FE（ 100 - 4000 MHz，内置VCO）
HMC1097LP4E（100 - 6000 MHz，外置VCO）
LTC5588-1（ 200 - 6000 MHz，外置VCO，5）
ADL5375（ 400 - 6000 MHz，外置VCO，5）
2021.04.26
早期大民品，施密特触发器（2G14，丝印VK）产生三角波，周期8us
深圳市和江无线电防务有限公司5.8GHz模块，555锯齿波直出，见下图（一级PNP作恒流源，2个4148+电阻偏置，R14组成恒流源），周期约3us/335kHz
5.8GHzWIFI干扰器模块，均是下图拓扑，，555锯齿波+放大，周期约14us（70kHz，参数如图，多通道款），另一款（单通道款，四层）6.67us/150kHz，参数未测
瑞通方案
核心框架大概率是两通道DDS（80PIN）*1+PLL（40PIN）*2合路后输出，其中1片DDS作参考驱动2片PLL
DDS可能为AD9852或P2P型号（AD9854）
PLL可能为HMC833或P2P型号（HMC832，HMC830）
分析：
此框架是典型的DDS驱动PLL的快扫方案，只能是点频扫描，不存在宽带信号
之所以分两路DDS盲猜是
1，从目标频段两端往中间扫，每通道分两段同步扫，其中一通道往高扫，二通道往低扫
2，均分四段同步扫（不能较好解释为什么用两通道，因为此种扫描方式1个DDS足矣）
3，或是分两段，按上述情况扫
基于以上框架，提升阻断时间的关键因素则可能回归到同一时刻干扰的点数上，若属实，此方案大可简化
核心框架也可能是两通道DAC（80PIN）*1+IQ调制器（40PIN）*2合路后输出，其中1片DAC作参考驱动2片IQ调制器
此种方案中DAC产生宽带基带信号，IQ调制器（内置本振）将其调制到目标频段
目前没找到符合电路布线的DAC和IQ调制器型号
具体到实际设计，宽带0.6-6GHz分3段设计（PA和天线分两段，其均为0.6-2GHz、2-6GHz宽带）
暂未知为何2-6GHz分为2-3.5和3.5-6两段（通过继电器切换，二选一后送入PA）
可能为：
单路最多60MHz左右带宽，4路合路后最多240MHz左右带宽
2021.06
已实测基本验证是DDS+PLL，周期约40us，全频段按频率和带宽不同分一段或四段，2.4和5GHz为四段